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轉換裝置以及配有這種裝置的不間斷電源.pdf

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轉換 裝置 以及 配有 這種 不間斷電源
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摘要
申請專利號:

CN200980135433.5

申請日:

2009.08.10

公開號:

CN102150352B

公開日:

2014.09.17

當前法律狀態:

授權

有效性:

有權

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H02M 7/155申請日:20090810|||公開
IPC分類號: H02M7/155 主分類號: H02M7/155
申請人: MGE UPS系統公司
發明人: 科倫廷.里澤特; 阿蘭.拉卡諾伊; 讓-保羅.費里尤克斯
地址: 法國圣馬丹圣伊斯米爾斯
優先權: 2008.09.12 FR 08/05013
專利代理機構: 北京市柳沈律師事務所 11105 代理人: 史新宏
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法律狀態
申請(專利)號:

CN200980135433.5

授權公告號:

102150352B||||||

法律狀態公告日:

2014.09.17|||2011.09.21|||2011.08.10

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

本發明涉及轉換裝置,包括:電源輸入端(121,122)、整流部件(D1,D4)、開關部件(T2,T3)、控制部件(301)和開關輔助電路(231,232),其中所述開關輔助電路包含電感部件、分流輸入電流(IE)的部件、和儲能部件(137,138)。本發明的裝置的特征在于,電感部件基本上包括直接與電源輸入端(121,122)連接并包含反繞繞組的變壓器(TP,TN),以及分流裝置包括直接連接在所述電感部件與基準電壓或輸出線(115,117)之間的輔助開關部件(TX2,TX3),以便在主起動P之前,在所述電感部件上建立輸入電流旁路。本發明還涉及包括上述轉換裝置的不間斷電源。

權利要求書

1: 一種設計成在輸出線 (115, 117) 上供應大致直流輸出電壓 (VS) 的單向轉換裝置, 所 述裝置配有至少一個開關單元 (213, 216), 包括 : - 施加輸入電壓 (VE) 的電源輸入端 (121, 122) ; - 與所述電源輸入端連接以便供應輸出電壓 (VS) 的整流部件 (D1, D4) ; - 直接與所述電源輸入端連接的開關部件 (T2, T3), 以獲得輸入電流的主接通或主截 止, 使得當發生主截止時, 將所述輸入電流轉向所述整流部件 ; - 所述開關部件的控制部件 (301) ; 以及 - 安排在電源輸入端 (121, 122) 與輸出線 (115, 117) 之間的開關輔助電路 (231, 232), 以便在主接通之前, 建立大致等于零的開關電壓 (V2, V3), 所述開關輔助電路包含電感部 件; 在主接通之前建立起到所述電感部件上的輸入電流的分支的輸入電流 (IE) 的分支部 件; 和并聯在開關部件上的儲能部件 (137, 138), 以便在主接通之前, 建立起電感部件中的 所述電流的諧振, 其特征在于, 所述電感部件基本上由直接與電源輸入端 (121, 122) 連接和包含反繞繞 組的變壓器 (TP, TN) 形成, 以及所述分支部件包含直接連接在所述電感部件與電壓基準之 間或所述電感部件與輸出線之間的輔助開關部件 (TX2, TX3)。
2: 按照權利要求 1 所述的裝置, 其特征在于, 所述變壓器 (TP, TN) 包括 : - 連接在電源輸入端 (121, 122) 與分支部件 (TX2, TX3) 之間的第一繞組 (251, 252) ; 以 及 - 與所述第一繞組磁耦合并連接在所述電源輸入端 (121, 122) 與輸出線 (115, 117) 之 間或所述電源輸入端 (121, 122) 與電壓基準之間的第二繞組 (253, 254)。
3: 按照權利要求 1 或 2 所述的裝置, 其特征在于, 所述變壓器呈現小于一的變壓比。
4: 按照權利要求 2 或 3 所述的裝置, 其特征在于, 第一反向阻斷二極管 (DX1, DX4) 連接 在第一繞組 (251, 252) 與輸出線 (115, 117) 之間或第一繞組 (251, 252) 與電壓基準之間。
5: 按照權利要求 4 所述的裝置, 其特征在于, 第二反向阻斷二極管 (DA1, DA4) 連接在 第二繞組 (253, 254) 與輸出線 (115, 117) 之間或第二繞組 (253, 254) 與電壓基準之間。
6: 按照權利要求 2 到 5 的任何一項所述的裝置, 其特征在于, 所述輔助開關部件基本上 由直接連接在第一繞組 (251, 252) 與電壓基準之間或第一繞組 (251, 252) 與輸出線 (115, 117) 之間的輔助晶體管 (TX2, TX3) 形成, 在主截止時和在發生所述輔助晶體管 (TX2, TX3) 接通的時刻, 所述輔助晶體管在變換器繞組上供應其值是所述輸出電壓 (VS) 的函數的電 壓。
7: 按照權利要求 1 到 6 的任何一項所述的裝置, 其特征在于, 所述控制部件 (301) 包括 設計成在比預定時段 (TMAX) 長的時段之后強迫延遲主接通的延時模塊 (315)。
8: 按照權利要求 7 所述的裝置, 其特征在于, 所述控制部件 (301) 應用于所述輔助開關 部件 (TX2, TX3), 并且包含設計成在比預定時段 (TMAX′ ) 長的時段期間觸發電流分支的模 塊 (316)。
9: 按照權利要求 1 到 8 的任何一項所述的裝置, 其特征在于, 所述整流裝置包括包含電 流輸入端的二極管 (D1, D4), 所述輸入端與電源輸入端 (121, 122) 連接。
10: 按照權利要求 1 到 9 的任何一項所述的裝置, 其特征在于, 所述儲能部件 (137, 138) 包括與整流部件并聯的第一電容器 (CR1, CR4)、 和與開關部件并聯的第二電容器 2 (CR2, CR3)。
11: 一種不間斷電源 (301), 其包括 : 其上施加可變輸入電壓的電源輸入端 (302)、 與所 述輸入端連接的整流器 (303)、 連接在所述整流器的輸出端上的至少一條大致直流電壓線、 和與所述電壓線連接并包含設計成供應可變輸出電壓的輸出端 (307) 的逆變器 (306), 其 特征在于, 所述整流器是按照上述權利要求之一的轉換裝置, 并且在所述線上供應大致直 流輸出電壓。

說明書


轉換裝置以及配有這種裝置的不間斷電源

    技術領域 本發明涉及轉換器的領域, 諸如逆變器, 例如, 用在不間斷電源中, 尤其用在大功 率不間斷電源, 即功率一般包含在大約 100kVA( 千伏安 ) 到 500kVA 之間的不間斷電源中的 那些。
     更具體地說, 本發明涉及設計成在輸出線上供應大致直流輸出電壓的單向轉換裝 置, 所述裝置配有至少一個開關單元, 包括 :
     - 施加一般可變輸入電壓的電源輸入端 ;
     - 與所述電源輸入端連接以便供應輸出電壓的整流部件 ;
     - 與所述電源輸入端連接的開關部件, 以獲得輸入電流的主接通或主截止, 使得當 發生主截止時, 將所述輸入電流轉向所述整流部件 ;
     - 所述開關部件的控制部件 ; 以及
     - 安排在電源輸入端與輸出線之間的開關輔助電路, 以在主接通之前, 建立大致等 于零的開關電壓, 所述開關輔助電路包含電感部件 ; 輸入電流分支部件 ; 和并聯在開關部
     件上的儲能部件, 以在主接通之前, 建立起電感部件中的所述電流的諧振。 背景技術 通常, 改進不間斷電源是為了提高它們的效率以及降低往往較低的大約幾千赫茲 的開關頻率引起的噪聲干擾。 在這種背景下, 已經證明, 人們感興趣的是使用呈現幾個電平 ( 通常三個電平 ) 的布局、 使用具有增強的性能的組件以便改進對上述問題的解決方案的 不間斷電源。
     參考圖 1, 一種這樣的不間斷電源 11 包含干線系統輸入端 12, 其上連接了電力網 供電、 并且其使可變輸入電壓, 最常見的是 AC( 交流 ) 電壓, 能夠施加到所述不間斷電源 11 上。不間斷電源還包含干線系統輸出端 13, 其上連接了負載、 并且其提供稱為備用電源的 電源, 即電壓和頻率受控的電源。不間斷電源 11 包含與干線系統輸入端 12 連接的整流器 或 AC/DC 轉換器 15 ; 大致 DC 電壓線 16、 17 ; 和與整流器的輸出端連接的電壓基準 18。不間 斷電源 11 還包括包含儲能部件 20 的 DC/DC 轉換器 19, 所述轉換器和所述儲能部件連接在 大致 DC 電壓線 16、 17 上。不間斷電源 11 進一步包含連接在電壓基準 18 與大致 DC 電壓線 16、 17 之間的解耦電容器 21、 22 ; 和連接在所述線 16、 17 與干線系統輸出端 13 之間的可逆 逆變器或 DC/AC 轉換器 23。
     表示在圖 2 中的不間斷電源 11 的整流器 15 包含六個開關電路 31 ~ 36。更準確 地說, 整流器 15 對于三相的每個相都包含兩個開關電路, 一個專用于正半波, 另一個專用 于負半波。整流器 15 還是單向型的, 即, 它是不可逆的, 只能進行 AC/DC 轉換。為了實現這 種 AC/DC 轉換, 整流器 15 包含晶體管 41 ~ 46 和二極管 51 ~ 56。
     從圖 1 和圖 2 中可以看出, 不間斷電源 11 呈現三個電平的布局, 即, 整流器 15 在 三個電平, 即, 線 16 上的正電平、 線 17 上的負電平和電壓基準 18 上的零電平上供應大致 DC 電壓。正負電平一般呈現絕對值大致等于線 16 和 17 之間的電壓 VDC 的一半的相等電位。
     當使用表示在圖 1 中的不間斷電源 11, 尤其在其 AC/DC 轉換功能中的整流裝置 15 時, 晶體管 41 ~ 46 的開關速度以及流入其中的大電流造成極大的結構約束。而且, 這些有 源電子組件中的開關損耗也限制了開關頻率的提高。
     彌補這些缺點的一種解決方案是在每個開關電路中使用開關輔助電路, 以便實現 軟開關, 即減小開關損耗和控制電流變化。這樣的開關輔助電路用在部分表示在圖 3 中的 整流裝置 111 中。在表示在圖 3 中的裝置中, 只表示出與三相之一相聯系的兩個開關電路。 應該注意到, 電路整流器 111 是不可逆的, 因此只能用于進行 AC/DC 轉換。
     更準確地說, 參考圖 3, 整流裝置 111 包含輸送 AC 電壓的電壓源 112、 能夠在輸出 線 115 上供應具有正值的大致恒定電壓的第一開關電路 113、 和能夠在輸出線 117 上供應具 有負值的大致恒定電壓的第二開關電路 116。 包含二極管 DP 的整流裝置 111 的第一分支將 輸入電壓的正半波供應給第一開關電路 113。同樣, 包含二極管 DN 的整流裝置 111 的第二 分支將輸入電壓的負半波供應給第二開關電路 116。在電壓源與上述兩個分支之間, 電感 118 在開關周期的尺度上進行阻抗匹配。 每個開關電路 113、 116 包含輸入輸入電流 IE 的電 源輸入端 121、 122。與其各自電源輸入端 121、 122 連接的整流部件, 在這種情況下, 二極管 D1、 D4 供應相繼從截止狀態切換到接通狀態的輸出電壓 VS。每個開關電路 113、 116 包含與 其各自電源輸入端 121、 122 連接、 并能夠實現狀態改變 ( 即輸入電流的主接通或主截止 ) 的開關部件, 即主晶體管 T2、 T3。當發生主接通時, 輸入電流 IE 流入主晶體管中。當發生 主截止時, 輸入電流 IE 轉向整流部件。二極管 DP、 整流部件 D1 和開關部件 T2 形成常稱為 升壓布局的布局。二極管 DN、 整流部件 D4 和開關部件 T3 的情況亦如此。因此, 表示在圖 3 中的布局常稱為雙升壓。但是, 本發明也可以應用于常稱為降壓結構的布局。
     從圖 3 中可以看出, 該整流裝置配有開關輔助電路 131、 132, 電路 131 被安排在電 源輸入端 121 與輸出線 115 之間, 電路 132 這部分被安排在電源輸入端 122 與輸出線 117 之 間。 這些開關輔助電路的主要功能是當發生狀態變化時, 通過限制, 或甚至消除所述晶體管 T2 和 T3 中的電流或電壓減小功率晶體管 T2 和 T3 中的開關損耗。尤其, 這些開關輔助電 路能夠零電壓地實現開關部件 T2 和 T3 的主接通。這種冠以零電壓開關的開關模式常常縮 寫成 “ZVS” 。開關輔助電路 131、 132 包含分別標為 133、 134 并分別與電源輸入端 121、 122 連接的電感部件。在現有技術中, 電感部件一般包含常常直接與電源輸入端連接的至少一 個電感。開關輔助電路 131、 132 還包含分別標為 135、 136 并與所述電感部件連接的輸入電 流 IE 的分支部件, 以在主接通之前, 建立起所述電感部件中的輸入電流的分支。開關輔助 電路 131、 132 進一步包含分別標為 137、 138 和并聯在開關部件上的儲能部件, 以在主接通 之前, 建立起電感部件中的輸入電流 IE 的諧振。更準確地說, 這些儲能部件 137 包含與二 極管 D1 并聯的電容器 CR1、 和與晶體管 T2 并聯的電容器 CR2。同樣, 儲能部件 138 包含與 二極管 D4 并聯的電容器 CR4、 和與晶體管 T3 并聯的電容器 CR3。
     表示在圖 3 中的整流裝置按如下方式工作。在接通開關部件 T2、 T3 之前, 輸入電 流 IE 經由分支部件 135、 136 繞道。流入電感部件 133、 134 中的電流強度 IRP、 IRN 在流入 整流部件 D1、 D4 中的電流減小的同時增大。當電感部件 133、 134 中的電流強度 IRP、 IRN 達 到輸入電流 IE 的值時, 整流部件 D1、 D4 截止。然后, 在電感部件 133、 134 與儲能部件 137、 138 之間進入電流諧振階段。這個電流諧振階段能夠消除開關部件 T2、 T3 的端子上的電壓 V2、 V3。然后, 可以利用大致等于零的開關電壓接通這些開關部件 T2、 T3。在整個這個階段中, 在電感部件中產生磁化, 即, 磁場的值增大了。
     現有技術的轉換裝置的開關輔助電路在開關部件的主截止之前一般不能實現電 感部件的完全退磁。 另外, 它們包含消耗能量的額定值和數量未得到優化的電功率部件, 尤 其晶體管。 發明內容 本發明的目的是通過提出設計成在輸出線上供應大致 DC 輸出電壓的單向轉換裝 置, 彌補現有技術的轉換裝置的缺點, 所述裝置配有至少一個開關單元, 包括 :
     - 施加輸入電壓的電源輸入端 ;
     - 與所述電源輸入端連接以便供應輸出電壓的整流部件 ;
     - 直接與所述電源輸入端連接以便實現輸入電流的主接通或主截止, 使得當發生 主截止時, 將所述輸入電流轉向所述整流部件的開關部件 ;
     - 所述開關部件的控制部件 ; 以及
     - 安排在電源輸入端與輸出線之間的開關輔助電路, 以在主接通之前, 建立大致等 于零的開關電壓, 所述開關輔助電路包含電感部件 ; 在主接通之前建立起到所述電感部件 上的輸入電流的分支的輸入電流分支部件 ; 和并聯在開關部件上的儲能部件, 以在主接通 之前, 建立起電感部件中的所述電流的諧振。
     按照本發明的轉換裝置的特征在于, 所述電感部件基本上由直接與電源輸入端連 接和包含反繞繞組的變壓器形成, 以及所述分支裝置包含直接連接在所述電感部件與電壓 基準之間或所述電感部件與輸出線之間的輔助開關部件。
     所述變壓器最好包含 :
     - 連接在電源輸入端與分支部件之間的第一繞組 ; 以及
     - 與所述第一繞組磁耦合和連接在所述電源輸入端與輸出線之間或所述電源輸入 端與電壓基準之間的第二繞組。
     所述變壓器最好呈現小于一的變壓比。
     有利的是, 第一反向阻斷二極管連接在第一繞組與輸出線之間或第一繞組與電壓 基準之間。最好, 第二反向阻斷二極管連接在第二繞組與輸出線之間或第二繞組與電壓基 準之間。
     有利的是, 所述輔助開關部件基本上由直接連接在第一繞組與電壓基準之間或第 一繞組與輸出線之間的輔助晶體管形成, 在主截止時和在發生所述輔助晶體管接通的時 刻, 所述輔助晶體管在變壓器繞組上供應其值是所述輸出電壓的函數的電壓。
     按照一個實施例, 所述控制部件包含設計成在比預定時段長的時段之后強迫延遲 主接通的延時模塊。所述控制部件最好應用于所述輔助開關部件, 并且包含設計成在比預 定時段長的時段期間觸發電流分支的模塊。
     所述整流裝置最好包括包含電流輸入端的二極管, 所述輸入端與電源輸入端連 接。
     有利的是, 所述儲能部件包含與整流部件并聯的第一電容器、 和與開關部件并聯 的第二電容器。
     本發明還涉及不間斷電源, 包括 : 施加可變輸入電壓的電源輸入端、 與所述輸入端
     連接的整流器、 連接在所述整流器的輸出端上的至少一條大致 DC 電壓線、 與所述電壓線連 接并包含設計成供應可變輸出電壓的輸出端的逆變器, 其特征在于, 所述整流器是按照上 述權利要求之一的轉換裝置, 并且在所述線上供應大致 DC 輸出電壓。 附圖說明
     本發明的其它優點和特征可以從只為非限制性示范目的給出的、 和表示在附圖中 的本發明的特定實施例的如下描述中更清楚地看出。
     圖 1 表示按照現有技術的不間斷電源 ;
     圖 2 表示表示在圖 1 中的不間斷電源的整流器 ;
     圖 3 表示按照現有技術的帶有開關輔助電路的整流裝置 ;
     圖 4 部分地表示按照本發明第一實施例的轉換裝置 ;
     圖 5 示意性地表示轉換裝置的控制部件 ;
     圖 6A ~圖 6M 是例示表示在圖 4 中的轉換裝置在半波的主要部分期間的操作的時 序圖 ;
     圖 7A ~圖 7K 是例示表示在圖 4 中的轉換裝置在半波的開頭和末尾上的操作的時 序圖 ;
     圖 8 部分地表示按照本發明第二實施例的降壓裝置 ; 以及 圖 9 表示按照本發明的不間斷電源。具體實施方式
     部分地表示在圖 4 中的轉換裝置 211 是包含上文已經描述過的和用相同標號指示 的元件的整流裝置。就圖 3 而言, 只表示出了與三相之一相聯系的兩個開關電路。轉換裝 置 211 包含輸送 AC 電壓 VE 和輸入電流 IE 的電壓源 112。與表示在圖 3 中的情況一樣, 第 一開關電路 213 在輸出線 115 上供應具有正值的大致恒定電壓。 同樣, 第二開關電路 216 在 輸出線 117 上供應具有負值的大致恒定電壓。 就圖 3 而言, 這些開關電路是升壓型的。 每個 開關電路 213、 216 包含施加輸入電壓 VE 和輸入輸入電流 IE 的電源輸入端 121、 122。輸入 電壓 VE 是可變的, 一般是 AC, 并常常是正弦的。二極管 DP、 整流部件 D1 和開關部件 T2 形 成升壓型的第一結構。形成升壓型的第二結構的二極管 DN、 整流部件 D4 和開關部件 T3 的 情況亦如此。開關部件的每個主晶體管 T2、 T3 一般包含并聯的和相對于晶體管中的電流流 動的方向沿著相反方向定向的二極管 D2、 D3。轉換電路 211 配有開關輔助電路 231、 232, 電 路 231 被安排在電源輸入端 121 與輸出線 115 之間, 電路 232 被安排在電源輸入端 122 與 輸出線 117 之間。
     在表示在圖 4 中的實施例中, 標為 DP 和 DN 的組件是二極管。在其它實施例中, 這 些組件可以是晶閘管。
     參考圖 4, 每個開關輔助電路 231、 232 包含基本上由變壓器 TP、 TN 形成的電感部 件。每個變壓器 TP、 TN 直接與所考慮的開關電路的電源輸入端 121、 122 連接。換句話說, 變壓器的兩個繞組直接與電源輸入端連接。 由于每個開關輔助電路的電感部件基本上由變 壓器形成, 以及后者直接與電源輸入端 121、 122 連接, 簡化了轉換裝置 211 及其開關輔助電 路 231 的布局。表示在圖 4 中的每個開關輔助電路 231、 232 還包括包含輔助開關部件 ( 即, 輔助 晶體管 TX2、 TX3) 的輸入電流 IE 的分支部件。每個輔助晶體管與變壓器 TP、 TN 連接, 以便 在主接通之前, 建立起所述變壓器中的輸入電流 IE 的分支。更準確地說, 每個輔助晶體管 TX2、 TX3 直接連接在變壓器 TP、 TN 與電壓基準之間。所述直接連接指的是輔助晶體管與電 壓基準之間, 和這同一個輔助晶體管與變壓器之間的連接部件基本上由電導體和 / 或這些 導體的等效電阻形成。
     表示在圖 4 中的每個開關輔助電路 231、 232 進一步包含并聯在開關部件, 即, 每個 晶體管 T2、 T3 上, 和并聯在整流部件, 即, 二極管 D1、 D4 上的儲能部件 137、 138。更準確地 說, 儲能部件 137 包含與二極管 D1 并聯的電容器 CR1、 和與晶體管 T2 并聯的電容器 CR2。 同 樣, 儲能部件 138 包含與二極管 D4 并聯的電容器 CR4、 和與主晶體管 T3 并聯的電容器 CR3。 除了別的之外, 這些儲能部件能夠在主接通之前, 在變壓器 TP 中建立電流諧振。
     如圖 4 所示, 每個開關電路 231、 232 的變壓器 TP、 TN 包含連接在電源輸入端 121、 121 與輔助開關部件 TX2、 TX3 之間的第一繞組 251、 252。這個變壓器 TP、 TN 還包含第二繞 組 253、 254, 第二繞組 253、 254 與第一繞組 251、 252 磁耦合并連接在這同一個電源輸入端 121、 122 與輸出線 115、 117 之間, 更準確地說, 電源輸入端 121、 122 與二極管 DA1、 DA4 之間。 而且, 第二繞組 253、 254 相對于第一繞組 251、 252 是反繞的。 變壓器 TP、 TN 的這種配置使得當接通輔助晶體管 TX2、 TX3 時, 能夠將更多的電流 轉向變壓器 TP、 TN 的每個繞組。由于繞組的反繞和所述繞組的相鄰端與電源輸入端的連 接, 輸入電流 IE 事實上被轉成由每個繞組分享。從而通過互感將輸入電流 IRP、 IRN 放大。 這樣就能夠減小輔助晶體管 TX1、 TX2 的額定電流。 在截止二極管 D1、 D4 之后, 主晶體管 T2、 T3 的端子上的電壓 V2、 V3 減小到大致等于零的值, 并且接通相應二極管 D2、 D3, 從而能夠在 零電壓下接通所述主晶體管。
     一旦接通了主晶體管 T2、 T3, 變壓器 TP、 TN 的這種配置進一步使所述變壓器退磁, 即, 不再有任何電流流入變壓器繞組中。這樣就防止了將導致轉換裝置被毀的電力堆積在 變壓器中。這種退磁可以通過二極管 DX1、 DX4 來實現, 當輔助晶體管 TX2、 TX3 截止時, 并且 當所述二極管接通時, 二極管 DX1、 DX4 能夠反向地將輸出電壓 VS 施加在繞組 251、 252 上。
     變壓器 TP、 TN 一般在每個繞組上都呈現一般不能被忽略的磁漏。因此, 可以定義 磁漏引起的等效電感, 并且將這個電感與等效諧振電感聯系在一起。這個諧振電感決定變 壓器繞組中的電流上升的斜率。有利的是, 變壓器 TP、 TN 包含將繞組分開的電絕緣材料。 除了別的之外, 選擇這種絕緣材料的厚度能夠調整變壓器的漏電感, 因此電流上升的斜率。
     從圖 4 中可以看出, 第一二極管 DX1、 DX2 連接在第一繞組 251、 252 與輸出線 115、 117 之間。當輔助晶體管 TX2、 TX3 截止時, 這個二極管使電流能夠只沿著一個方向流入第 一繞組 251、 252 中。這個二極管還限制了輔助晶體管 TX2、 TX3 的端子上的電壓。第二二極 管 DA1、 DA4 連接在第二繞組 253、 254 與輸出線 115、 117 之間。這個二極管使電流能夠只沿 著一個方向流入這個第二繞組中。這些二極管 DA1、 DA4 的存在防止了轉換器 211 的開關輔 助電路的任何可逆操作, 并且能夠使變壓器 TP、 TN 退磁。這種單向操作由于限制了開關電 路 231、 232 的操作時間, 因此限制了所述電路中的損耗而令人感興趣。
     開關部件的主晶體管 T2、 T3 可以用在雙晶閘管模式中, 即以自然的方式發生接 通。一般說來, 當開關部件的開關電壓 V2、 V3 變成大致等于零和二極管 D2、 D3 接通時, 以
     自然的方式發生主接通。但是, 在電源輸入端 121、 122 上的輸入電流 IE 的強度太小, 即電 壓 VE 的幅度小于其最大值的大約 10%——一般對應于所述電壓 VE 的半波的開頭或末尾 的情況下, 輸出電壓沒有時間到達線電壓 VS 的目標值, 并且主晶體管的自然接通是不可能 的。 在這種情況下, 儲能部件的電容器事實上沒有時間充電, 難以實現進入電感部件的電流 諧振。
     為了彌補這個缺點, 表示在圖 5 中的控制部件 301 包含設計成在比預定時段 TMAX 長的時段之后強迫延遲主接通的延遲模塊 315。 這種強迫操作模式主要在電壓 VE 的半波的 開頭或末尾上, 當輸入電流 IE 的值不足以對儲能部件的電容器充電的時候實現。在圖 5 中 只為開關單元 213 表示出了控制部件 301。可以使用用于開關單元 216、 和其它相的開關單 元的等效部件, 但都未表示出來。
     更準確地說, 如圖 5 所示, 控制部件 301 包含生成第一脈寬調制 (PWM) 控制信號 302 的基準模塊 311。這個第一控制信號從輸出電壓 VS、 輸入電壓 VE、 和輸入電流 IE 的測 量值中確定。模塊 316 在時段 TMAX′期間進行輔助晶體管 TX2 的接通。這個時段從第一控 制信號 302 的前沿開始。 因此, 在正常操作下和在這個時段 TMAX′期間, 可以接通輔助晶體 管 TX2, 這樣就能夠消除電壓 V2, 以便進行主晶體管 T2 的接通。為此, 控制部件包含檢測主 晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 的過零的比較器 312。這個比較器的輸出端與標為 313 的第 一邏輯布爾 AND( 與 ) 運算器的輸入端連接。這個運算器的另一個輸入端與攜帶第一脈寬 調制控制信號 302 的模塊 311 的輸出端連接。從而, 電壓 V2 的過零和有效脈寬調制信號的 同時存在激活這個布爾運算器 313 的輸出端。這個運算器 313 的輸出端與標為 314 的第二 布爾 OR( 或 ) 運算器連接, 第二布爾 OR 運算器 314 的輸出端與主晶體管 T2 的控制輸入端 連接。因此, 在正常操作下, 當激活 AND 運算器 313 的輸出端時, 運算器 314 的輸出端也被 激活, 這樣就能夠在電壓 V2 過零的時刻命令主晶體管 T2 接通。
     在強迫操作下, 即在輸入電壓 VE 的半波的開頭或末尾上, 輸入電流 IE 的值不足以 消除主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2。因此, AND 運算器 313 的輸出端保持失效。因此, 為 了以強迫的方式接通主晶體管 T2, 使用上述延遲模塊 315。使攜帶第一控制信號 302 的模 塊 311 的輸出端與這個模塊 315 的輸入端連接, 這個模塊 315 本身的輸出端與邏輯 OR 運算 器 314 的輸入端連接。因此, 在強迫操作下, 在預定時間 TMAX 結束時自動接通晶體管 T2。
     作出用在調制模塊 311 中的占空比的選擇一般要考慮到變壓器 TP、 TN 的退磁時 間——一般是大約接通時間的一半。這樣就防止了這些變壓器的飽和。
     參考圖 6A ~圖 6M 的時序圖, 下文在轉換裝置的電源輸入端上的輸入電流 IE 的強 度足以實現主晶體管的自然接通的情況下對圖 4 的轉換裝置的開關電路 213 的操作加以描 述。換句話說, 下文所述的操作一定程度上排除了電壓 VE 的半波的開頭和末尾。
     一開始, 主晶體管 T2 處在接通或導電狀態下——在圖 6A 中用存在粗線來指示。 輔 助晶體管 TX2 本身處在截止狀態下——在圖 6B 中用不存在粗線來指示。從圖 6F 中可以看 出, 二極管 D1 是截止的。晶體管 T2 看到表示在圖 6E 中的電流 IT2 流動——大致等于輸入 電流 IE。因此, 表示在圖 6D 中的晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 大致等于零。二極管 DA1 未 看到如圖 6G 所示的任何電流流動, 并處在截止狀態下。因此, 表示在圖 6H 中的在其端子上 的電壓 VDA1 大致等于輸出線 115 上的輸出電壓 VS 的值。
     在時間 t1, 晶體管 T2 截止 ( 圖 6A), 并且輸入電流 IE 被分支到儲能部件 137——使所述晶體管的損耗減小。從圖 6D 中可以看出, 主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 開始逐步 增大, 對并聯電容器 CR2 充電。二極管 DA1 仍然處在截止狀態下, 并且這些端子上的電壓 VDA1 開始減小 ( 圖 6H), 直到它到達零值。同時, 從圖 6K 中可以看出, 輔助晶體管 TX2 的端 子上的電壓 VTX2 增大, 直到它到達輸出電壓 VS 的值。
     在時間 t2, 主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 到達輸出電壓 VS 的值 ( 圖 6D), 并且二 極管 D1 開始讓表示在圖 6F 中的電流 ID1 流過, 電流 ID1 的值大致等于輸入電流 IE 的值。
     在時間 t3, 輔助晶體管 TX2 被接通 ( 圖 6B), 這將導致二極管 D1 中的電流 ID1 減 小 ( 圖 6F)——被分支到已經接通的所述輔助晶體管 TX2 中。因此, 從圖 6J 中可以看出, 輔助晶體管 TX2 看到逐步增大的電流 ITX2。因此, 表示在圖 6C 中的輸入到變壓器 TP 中的 電流 IRP 在電流 ID1 減小的同時增大。在二極管 DA1 的接通之后, 這個電流 IRP 由變壓器 TP 的第一繞組 251 中的電流 ITX2( 圖 6J) 與這同一個變壓器 TP 的第二繞組 253 中的電流 IDA1( 圖 6G) 之和產生。二極管 DA1 一被接通, 輸出電壓 VS 就施加到變壓器 TP 的兩個繞組 251、 253 上。由于這個變壓器的磁漏, 繞組 251 將在它的端子上接受表示在圖 6M 中的大致 等于輸出電壓 VS 的電壓 VSEC。變壓器 TP 的變壓比非常接近一, 表示在圖 6J 中的繞組 251 中的電流 ITX2 和表示在圖 6G 中的繞組 253 中的電流 IDA1 大致等于輸入到變壓器 TP 中的 電流 IRP 的數值的一半, 即等于輸入電流 IE 的一半。 在時間 t4, 不再有任何電流流入二極管 D1 中, 這導致后者截止 ( 圖 6F)。因此, 晶 體管 T2 的端子上的電壓 V2( 圖 6D) 開始減小。同時, 從圖 6C、 6G 和 6J 中可以看出, 變壓器 TP 的輸入端上的電流 IRP 以及每個繞組中的電流 IDA1 和 ITX2 因互感而繼續增大。這樣, 輸入到變壓器中的電流 IRP 進入諧振。在時間 t4, 放電的電容器 CR1 事實上隨著主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 減小到零而逐步充電。同時, 最初充電的電容器 CR2 開始放電。
     在時間 t4 和 t5 之間, 當主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 大致等于輸出電壓 VS 的 一半時, 輸入到變壓器 TP 中的電流 IRP 將到達諧振峰 ( 圖 6C 和 6D)。在經過這個時間期 間, 變壓器 TP 的繞組 251 的端子上的電壓 VSEC 將減小 ( 圖 6M), 而這同一個變壓器的繞組 253 的端子上的電壓 VPRI 將增大 ( 圖 6I)。換句話說, 輸出電壓 VS 同時從繞組 251 切換到 繞組 253。
     在時間 t5, 雖然主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 消除了 ( 圖 6D), 但弱電流將流入 與晶體管 T2 并聯的反接二極管 D2 中。這可以從表示流入由主晶體管 T2 和二極管 D2 構成 的模塊中的電流 IT2 的圖 6E 中看出。主晶體管 T2 在時間 t5 和時間 t6 之間被接通, 因此, 這些端子上的電壓 V2 大致等于零 ( 圖 6D)。從而, 使發生這種接通時消耗的電能最小。
     在時間 t6, 主晶體管 T2 中的電流 IT2 逐步增大 ( 圖 6E), 同時分別在第一和第二 繞組 251、 253 中的電流 ITX2 和 IDA1 的強度減小 ( 圖 6J, 6G)。
     在時間 t7, 不再有任何電流流入二極管 DA1 中和流入變壓器 IP 的第二繞組 253 中 ( 圖 6G)——導致所述二極管截止。表示在圖 6J 中的弱強度的電流 IMAG 由于變壓器 TP 的 磁化, 繼續流入晶體管 T2 中和流入所述變壓器的第一繞組中。在時間 t7 和時間 t8 之間, 由于變壓器 TP 的繞組 253、 251 的端子上的電壓 VPRI、 VSEC 大致等于零 ( 圖 6I、 6M), 所以 這個電流 IMAG 的值保持大致不變。
     在時間 t8, 命令晶體管 TX2 進入截止狀態 ( 圖 6B), 并且, 如圖 6L 所示, 二極管 DX1 能夠使流入第一繞組 251 中的磁化電流 IMAG 完全被除去。因此, 在主晶體管 T2 的主接通
     之前, 使變壓器 TP 完全退磁。從圖 6K 中可以看出, 晶體管 TX2 的端子上的電壓的值大致等 于輸出電壓 VS。從圖 6H 中可以看出, 二極管 DA1 這部分的端子上的電壓大致等于輸出電 壓 VS 的值的兩倍。因此, 在變壓器 TP 退磁期間, 輔助晶體管 TX2 的端子上的電壓 VTX2 比 二極管 DA1 的端子上的電壓 VDA1 低兩倍。 因此, 吸收高退磁電壓的是二極管 DA1, 而不是輔 助晶體管 TX2——使得能夠選擇較低額定值的晶體管 TX2——因此, 更加便宜, 和更低功耗 地工作。
     在時間 t9, 變壓器 TP 完全退磁, 即, 其端子上的電壓的值是零。 因此, 電流 IMAG 變 成零, 以及二極管 DX1 截止 ( 圖 6L)。從而, 我們恢復到時間 t1 之前的初始狀態。
     參考圖 7A ~圖 7K, 下文在電源輸入端上的輸入電流 IE 的強度不足以實現主晶體 管的自然接通的情況下對圖 4 的轉換裝置的開關電路 213 的操作加以描述。因此, 下文所 述的操作一般可應用于電壓 VE 的半波的開頭和末尾。
     一開始, 從圖 7A 中可以看出, 晶體管 T2 處在接通或導電狀態下, 并且讓表示在圖 7E 中的電流 IT2 流過, 電流 IT2 的值大致等于輸入電流 IE。從圖 7D 和圖 7F 中可以看出, 主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 的值幾乎是零, 并且二極管 D1 處在截止狀態下。
     在時間 t1, 主晶體管 T2 從接通狀態切換到截止狀態 ( 圖 7A), 并且輸入電流 IE 被 分流到儲能部件 137。從圖 7D 中可以看出, 主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 開始逐步增大, 對并聯電容器 CR2 充電。當輸入電流 IE 的強度太小時, 晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 極緩 慢地增大, 并且無法達到輸出電壓 VS 的值。因此, 不能接通二極管 D1, 使二極管 D1 不導電 ( 圖 7F)。 在時間 t2, 輔助晶體管 TX2 被接通 ( 圖 7B)。因此, 從圖 7I 中可以看出, 輔助晶體 管 TX2 看到逐步增大的電流 ITX2。同樣, 輸入到變壓器 TP 中的電流 IRP( 圖 7C) 和二極管 DA1 中的電流 IDA1( 圖 7G) 也增大。
     然后, 輸入到變壓器 TP 中的電流 IRP 進入諧振階段。最初放電的電容器 CR1 事實 上隨著主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 降低到零而逐步充電。 同時, 最初充電的電容器 CR2 開始放電。然后, 輸入到變壓器 TP 中的電流 IRP 達到諧振峰 ( 圖 7C) 接著減小。從圖 7C、 7D、 7G、 7H、 7I 和 7K 中可以看出, 諧振階段導致主晶體管 T2 的端子上的電壓 V2 不能被消除 地振蕩。因此, 由于控制部件 301 的邏輯布爾 AND 運算器 313 的輸出端保持在失效狀態的 事實, 所以不能接通晶體管 T2。
     在時間 t3, 在經過了控制部件 301 的延遲模塊 316 定義的時間 TMAX 之后, 自動接 通主晶體管 T2( 圖 7A)。同時, 主晶體管 T2 的終端上的電壓 V2 突然下降到零 ( 圖 7D)—— 在主晶體管 T2 中產生電流峰 ( 圖 7E)。電流 IRP 減小 ( 圖 7C), 并且二極管 DA1 處在截止 狀態下 ( 圖 7G)。只有磁化電流 IMAG 流入晶體管 TX2 中 ( 圖 7I)。
     在時間 t4, 在控制部件 301 的模塊 315 定義的時段 TMAX′之后, 輔助晶體管 TX2 截止 ( 圖 7B)。二極管 DX1 使變壓器 TP 能夠在時間 t5 實現完全退磁 ( 圖 7H、 7I 和 7J)。
     在時間 t5, 變壓器 TP 完全退磁。 因此, 電流 IMAG 變成零, 并且二極管 DX1 截止 ( 圖 7J)。然后, 我們恢復到時間 t1 之前的初始狀態。
     上文描述了其操作的表示在圖 4 中的轉換裝置對應于升壓斬波器型的部件。按照 本發明的轉換裝置也可以適用于如表示在圖 8 中的實施例所示的降壓斬波器型的部件。
     部分地表示在圖 8 中的轉換裝置包含上文參考圖 4 已經描述過的元件。為了簡化
     起見, 只表示出了用于處理與三相之一相聯系的正半波的開關電路。表示在圖 8 中的轉換 裝置包含輸送 AC 輸入電壓 VE 和輸入電流 IE 的電壓源 402、 和開關部件 404。所示的開關 電路能夠在輸出線 415 上供應具有正值的大致恒定電壓 VS。 電路轉換器的輸出端被表示成 DC 電壓源 VS。電感 403 為匹配兩個電壓源之間的阻抗服務。所示的開關電路包含施加輸 入電壓 VE 和輸入輸入電流 IE 的電源輸入端 405。整流部件 D1 和主晶體管 T2 形成降壓結 構。轉換裝置配有安排在電源輸入端 405 與輸出線 415 之間的開關輔助電路, 該開關輔助 電路包含基本上由直接與電源輸入端 405 連接的變壓器 TP 形成的電感部件 412。 該開關輔 助電路還包含輸入電流分支部件 411, 即, 輔助晶體管 TX2, 其與變壓器 TP、 TN 連接, 以便在 主接通之前建立輸入電流 IE 到所述變壓器的分支。更準確地說, 輔助晶體管 TX2 連接在第 一繞組 451 與輸出線 415 之間。該開關輔助電路進一步包含并聯在開關部件 404 上的儲能 部件 413。
     如圖 8 所示, 變壓器 TP 包含連接在電源輸入端 405 與分支部件 TX2 之間的第一繞 組 451、 和與第一繞組磁耦合并連接在所述電源輸入端 405 與輸出線和電壓基準之間的第 二反繞繞組 453。第一反向阻斷二極管 DX1 連接在第一繞組 451 與電壓基準之間。第二反 向阻斷二極管 DA1 連接在第二繞組 453 與電壓基準之間。這種降壓部件的操作基本上與上 文所述的升壓部件的操作相同。 上文所述的轉換裝置, 尤其整流裝置可以用在像表示在圖 9 中的那種那樣的不間 斷電源 501 中。這種不間斷電源包含施加來自第一三相電力系統的可變輸入電壓的電源輸 入端 502。該不間斷電源包含前述類型的整流器 503, 所述整流器連接在一方面電源輸入端 502 與另一方面兩條輸出線 504 或大致 DC 電壓總線之間。該不間斷電源包含逆變器 506, 逆變器 506 連接在輸出線 504 與設計成將安全的三相 AC 電壓供應給負載 508 的輸出端 507 之間。DC 電壓總線 504 還經由 DC/DC 轉換器 510 與電池 509 連接。
     從圖 9 中可以看出, 靜態開關 511 和 512 使得能夠在第一三相電力系統的電源輸 入端 502 與也是三相的第二電力系統的電源輸入端 513 之間作出選擇。 從而, 可以通過不間 斷電源 501, 經由第一安全電力系統供電給負載, 然后, 如果有需要, 切換到第二電力系統。
    

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