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用于減少功率半導體接通過程中電磁放射的方法和裝置.pdf

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用于 減少 功率 半導體 接通 過程 電磁 放射 方法 裝置
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摘要
申請專利號:

CN200980140618.5

申請日:

2009.08.19

公開號:

CN102177655B

公開日:

2014.09.17

當前法律狀態:

授權

有效性:

有權

法律詳情: 授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H03K 17/16申請日:20090819|||公開
IPC分類號: H03K17/16; H03K17/567 主分類號: H03K17/16
申請人: 羅伯特·博世有限公司
發明人: S·亨布格爾
地址: 德國斯圖加特
優先權: 2008.10.16 DE 102008042895.7
專利代理機構: 中國專利代理(香港)有限公司 72001 代理人: 李少丹;李家麟
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法律狀態
申請(專利)號:

CN200980140618.5

授權公告號:

102177655B||||||

法律狀態公告日:

2014.09.17|||2011.11.16|||2011.09.07

法律狀態類型:

授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

提出一種用于在功率半導體(16)的接通過程中借助電流預控制(25)減少電磁放射的方法以及一種用于實施該方法的裝置(10),其中,功率半導體(16)這樣控制負載(12),使接通之后負載電流(IL、ID,3、ID,4)通過負載(12)和功率半導體(16)流動,其飽和值(ID,sat,3、ID,sat,4)確定功率半導體(16)的工作點,以及其中為負載電流(IL、ID,3、ID,4)不同的飽和值(ID,sat,3、ID,sat,4)產生功率半導體(16)的不同工作點。該方法的特征在于,通過電流預控制(25)預先規定的控制電流(IS、IG,3、IG,4)基本上劃分成至少兩個彼此相繼的半波(44、46),其中針對功率半導體(16)相當于負載電流(ID,3)的最高飽和值(ID,sat,3)的工作點,當負載電流(IL、ID,3)大致達到了其最大值(ID,max,3)時,在第一半波(44)后跟隨另一半波(46)。

權利要求書

1: 一種用于在功率半導體 (16) 的接通過程中借助電流預控制 (25) 減少電磁放射的方 法, 其中, 所述功率半導體 (16) 控制負載 (12), 使得在接通之后負載電流 (IL、 ID, ID, 3、 4) 流 過負載 (12) 和功率半導體 (16), 所述負載電流的飽和值 (ID,sat, ID,sat, 3、 4) 確定所述功率半 導體 (16) 的工作點, 以及其中針對所述負載電流 (IL、 ID, ID, ID, 3、 4) 的不同飽和值 (ID, sat, 3、 其特征在于, 通過電流預控制 (25) 預先規定 sat, 4) 產生所述功率半導體 (16) 的不同工作點, 的控制電流 (IS、 IG, IG, 46), 其中針對所述 3、 4) 基本上劃分成至少兩個彼此相繼的半波 (44、 功率半導體 (16) 的相當于負載電流 (ID, 當所述負載電 3) 的最高飽和值 (ID, sat, 3) 的工作點, 流 (IL、 ID, 則在第一半波 (44) 之后跟隨另一半波 (46)。 3) 大致達到了其最大值 (ID, max, 3) 時,
2: 按權利要求 1 所述的方法, 其特征在于, 所述控制電流 (IS、 IG, IG, 46) 3、 4) 的半波 (44、 的時間上的劃分在功率半導體 (16) 的相當于低于最高飽和值 (ID,sat, 3) 的飽和值 (ID, sat, 4) 的工作點處保持不變。
3: 按前述權利要求之一所述的方法, 其特征在于, 所述控制電流 (IS、 IG, IG, 3、 4) 的半波 (44、 46) 分別近似相當于正的正弦形半波。
4: 按前述權利要求之一所述的方法, 其特征在于, 所述控制電流 (IS、 IG, IG, 3、 4) 第二半 波 (46) 的振幅高于所述第一半波 (44) 的振幅。
5: 按前述權利要求之一所述的方法, 其特征在于, 所述控制電流 (IS、 IG, IG, 3、 4) 第二半 波 (46) 的持續時間短于所述第一半波 (44) 的持續時間。
6: 按前述權利要求之一所述的方法, 其特征在于底層調節 (48), 例如底層 PI 調節。
7: 用于實施按權利要求 1-6 之一所述方法的裝置 (10)。
8: 按權利要求 7 所述的裝置 (10), 其特征在于, 所述功率半導體 (16) 是 MOSFET(18) 或者 IGBT(20)。
9: 按權利要求 8 所述的裝置 (10), 其特征在于, 所述控制電流 (IS) 是 MOSFET(18) 或 者 IGBT(20) 的柵極電流 (IG, IG, 3、 4)。
10: 按前述權利要求 8 或 9 之一所述的裝置 (10), 其特征在于, 所述負載電流 (IL) 相 當于 MOSFET(18) 的漏極電流 (ID, ID, 3、 4) 或者 IGBT(20) 的集電極電流。

說明書


用于減少功率半導體接通過程中電磁放射的方法和裝置

    技術領域 本發明涉及按照獨立權利要求前序部分的、 用于在功率半導體的接通過程中減少 電磁放射的方法以及用于實施該方法的裝置。
     背景技術 如果耗電設備特別是電感耗電設備如電動機或者這類設備借助由功率半導體組 成的驅動器——例如通過脈沖寬度調制 (PWM)——控制, 那么在接通功率半導體時一般出 現電磁的干擾放射。這些干擾放射由在硬開關過程中形成的諧波中產生, 在其開始時功率 半導體的電容輸入端被施加電壓躍變, 并且然后非常高的電流自發向功率半導體的輸入電 極流動。在電動機運行時, 這導致電動機的繞組內的偏流。如果延緩開關過程, 那么這意味 著雖然減少干擾放射, 但也提高了功率半導體內部的損耗功率, 這種損耗功率從它那方面 導致溫度上升并因此需要更費事和更昂貴的冷卻。 功率半導體較為快速的開關相反使損耗 功率降低, 但卻導致更強的干擾放射。 因為后者一般不得超過一定程度, 所以該問題的解決 經常是在對驅動器內損耗功率不利的情況下進行, 從而該驅動器至少有時在其極限溫度的 范圍內運行。所公開的控制方法因此只能僅有限地減少干擾放射。
     DE 100 61 563 B4 公開了一種用于開關功率半導體的方法, 其中在開關過程期間 調節流過功率半導體的負載電流以及在功率半導體開關上降落的電壓的時間上的變化曲 線。 為此, 電壓和負載電流時間上變化曲線的調節彼此錯時地這樣進行, 使得在接通功率半 導體時首先調節負載電流時間上的變化曲線并在達到負載電流的最大值時調節電壓的時 間上的變化曲線。 用于調節電壓或電流時間上變化曲線的兩個調節電路各包括一個校正電 路, 其使功率半導體非線性的傳輸特性線性化。 作為功率半導體要么使用 MOSFET, 要么使用 IGBT。 DE 100 61 563 B4 中所提出的方法一方面可以限制電磁干擾放射以及降低斷開過程 中的過電壓。同時保證與迄今為止簡單的控制方法相比明顯降低開關功率損耗。但缺點是 用于線性化的兩個調節電路和校正電路的復雜性比較高, 其需要并非不明顯的成本投入。
     發明內容 依據本發明用于在功率半導體的接通過程中減少電磁放射的方法以及用于實施 該方法的相應裝置與現有技術相比的優點是簡單的電流預控制, 這種電流預控制與費事的 調節方法相比明顯降低可比較的干擾放射方面的復雜性和損耗功率, 并相對于不同的工作 點、 溫度效應和公差是穩定的。 為此功率半導體這樣控制負載, 使接通之后負載電流流過負 載和功率半導體, 其飽和值確定功率半導體的工作點, 其中, 針對負載電流不同的飽和值產 生功率半導體的不同工作點。 飽和值首先取決于各自應用的設計, 也就是說, 例如取決于負 載的可承載能力。另一個上限此外通過功率半導體本身的可承載能力給出。依據本發明, 通過電流預控制預先規定的控制電流基本上劃分成至少兩個彼此相繼的半波, 其中, 針對 當負載電流大致達到了其最大值時, 在 功率半導體相當于負載電流最高飽和值的工作點, 第一半波之后跟隨另一半波。
     依據本發明的方法相對于功率半導體不同工作點的穩定性由此明確, 即控制電流 半波的時間上的劃分在相當于低于最高飽和值的飽和值的功率半導體工作點處可以保持 不變。因此無需預控制與不同應用的匹配, 這樣使該方法的使用非常廣泛。
     第一半波以有利的方式在向功率半導體施加其他半波之前略有衰減。 為此控制電 流的半波分別近似相當于正的正弦形半波。
     隨著通過負載電流達到最大值, 如果控制電流的第二半波具有高于第一半波的振 幅和 / 或者低于第一半波的持續時間, 那么對于加速開關性能來說特別具有優點。如果功 率半導體作為 MOSFET 或者 IGBT 構成, 那么在 MOSFET 或者 IGBT 上降落的電壓在該時間點 上達到通過功率半導體控制輸入端的電容效應引起的所謂米勒平臺。 只有在達到該電壓平 臺時, 才能通過控制電流的相應設計的第二半波加速開關過程。
     為了進一步提高接通過程的精密性和驅動器的溫度穩定性以及降低可能的開關 散射 (Schaltstreuungen), 此外有利的是, 預控制通過簡單的調節例如通過 PI 調節器或者 這類調節器進行底層控制 (unterlagert)。
     本發明的其他優點通過從屬權利要求中所介紹的特征產生以及來自附圖和后面 的描述。 附圖說明 下面借助附圖 1-4 舉例對本發明進行說明, 其中, 附圖中相同的參考標號表示具 有相同功能的相同組成部分。其中 :
     圖 1 示出用于實施依據本發明方法的裝置的框圖 ;
     圖 2 分別示出控制電流 ( 上 ) 和控制電壓 ( 下 ) 取決于時間的曲線圖 ;
     圖 3 分別示出負載電流 ( 上 ) 和功率半導體上降落的電壓 ( 下 ) 取決于時間的曲 線圖 ; 以及
     圖 4 示出干擾放射取決于頻率的曲線圖。
     具體實施方式
     在圖 1 中示出裝置 10 的框圖, 該裝置用于借助與負載 12 串聯連接的功率半導體 16 控制例如未詳細示出的電動機的繞組 14 的電負載 12。在此方面, 作為功率半導體 16 例 如使用金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET)10 或者絕緣柵雙極型晶體管 (IGBT)20。 因為這種類型的功率半導體專業人員公知, 所以在這里對它們不再詳細介紹。在對本發明 不存在限制的情況下, 下面始終從作為功率半導體 16 的功率 MOSFET 18 出發。
     功率 MOSFET 18 是驅動器 22 的組成部分, 該驅動器例如可以作為用于控制具有多 個功率 MOSFET 18 未示出的多相電動機的 H 電橋或者 B 電路構成。出于簡化的原因在這里 僅示出唯一的功率 MOSFET 18。 但專業人員早已公知這種類型的驅動器如何構成, 從而在這 里對此不再贅述。
     功率 MOSFET 18 作為柵極 G 構成的控制輸入端通過例如可以作為微處理器、 ASIC 或者這類裝置實現的控制電路 24 借助脈沖寬度調制的信號 (PWM) 通過電流預控制 25 和 控制輸出端 26 控制, 其中, PWM 信號的高電平導致接通功率 MOSFET 18, 低電平導致斷開功 率 MOSFET 18。根據 PWM 信號, 控制電流 IS 作為柵極電流 IG 從控制輸出端 26 流動到功率MOSFET 18 的柵極 G 內。同時功率 MOSFET 18 的柵極 G 與源極 S 之間的結上降落電壓 UGS。
     控制電流 24 通過觸點 28 和 30 與蓄電池 32 的電源電位 V+ 或基準電位 V- 連接。 這些觸點作為接線端 34 或 36 與驅動器 22 和負載 12 接通, 從而功率 MOSFET18 將與電源電 位 V+ 連接的負載 12 在接通情況下與基準電位 V- 連接 ( 低壓側開關 )。因此負載 12 上降 落電壓 UL, 在功率 MOSFET 18 的漏極 D 與源極 S 之間的結上降落電壓 UDS, 而負載電流 IL 則 流過串聯電路, 該負載電流在穩定的飽和狀態下相當于流過功率 MOSFET 18 的漏極電流 ID 并確定功率 MOSFET 18 的工作點。具有最高飽和值的負載電流 IL = ID 和功率 MOSFET 18 的從中導出的最大工作點取決于各自的應用, 也就是說, 例如取決于負載 12 和 / 或者功率 MOSFET 18 的最大可承載能力。在斷開情況下, 也就是在 PWM 信號的低電平下, 功率 MOSFET 18 截止, 從而留在負載 12 內的電流可以經由電抗器 40 和電容器 42 通過自振蕩二極管 38 流出。取代低側開關, 不言而喻也可以使用高側開關, 那么其將負載 12 不與基準電位 V- 連 接, 而是與電源電位 V+ 連接。也可以像 H 和 B 電路中常見的那樣, 將高側和低側開關相組 合, 而對本發明沒有限制。
     負載 12 借助功率 MOSFET 18 的開關造成 : 一方面在功率 MOSFET 18 內產生開關損 耗和另一方面在連接在前面的電源網絡例如未示出的汽車的車載電網內產生電磁干擾放 射。在這種情況下, 一方面適用不高于在功率 MOSFET 18 內允許的最大損耗功率、 另一方面 不超過電磁相容性 (EMV) 所要求的極限值, 其中, 借助 PWM 非常快的開關更容易造成 EMV 負 荷, 以及較慢的開關更容易造成損耗功率的負荷。
     DE 100 61 563 B4 為此公開了一種相對費事的兩件式的電流和電壓調節, 其與 用于使功率半導體的非線性傳輸特性線性化的校正電路相結合, 這種調節與傳統的方法相 比, 在減少損耗功率的同時減少電磁干擾放射。這里所提出的依據本發明的方法提供的優 點是, 在效率幾乎類似的情況下, 明顯減少開支并因此降低成本和位置需求。
     在圖 2-4 中分別對比不同控制和調節方法的四種不同的信號變化曲線, 下面對其 進行更詳細說明。
     圖 2 在上半部分中示出在接通功率 MOSFET 18 時控制電流 IS 或柵極電流 IG 時間 上的變化曲線并在下半部分中示出柵極 - 源極電壓 UGS 時間上的變化曲線。橫坐標時間上 的延伸相當于 4μs, 其中, 但這不應視為限制, 因為取決于所使用的功率半導體 16 的明顯 不同的開關時間也是可能的。此外需要指出的是, 所要識別的開關脈沖和變化曲線部分地 在時間上彼此相對移動, 以保證更好的圖示。不進行單個方法的同步化。
     采用 IG, 1 標注按照現有技術的傳統控制方法的控制電流或柵極電流。IG, 2 表示依 據 DE 100 61 563 B4 的調節方法基礎上的一種模擬的柵極電流的可能的變化曲線, 而 IG, 3, 4 則表征依據本發明方法的在 26 安培或 10 安培下針對功率 MOSFET 18 工作點進行電流預 控制 25 的柵極電流, 它們在本例中是相同的。單個方法的編號 1-4 同樣地用于圖 2-4 的全 部信號變化曲線。圖 2 的下部分相應示出按照傳統控制方法的柵極 - 源極電壓 UGS, 1 的電壓 變化曲線、 按照 DE 100 61 563 B4 中所公開的調節方法的 UGS, 和采用電 2 的電壓變化曲線、 流預控制 25 的按照本發明方法的 UGS, 3 及 UGS, 4 的電壓變化曲線。
     在圖 3 中, 在上部分中示出接通情況下負載電流 IL 或漏極電流 ID 并在下部分中示 出接通情況下在功率 MOSFET 18 上降落的漏極 - 源極電壓 UDS。橫坐標時間上的延伸與圖 2 的相應。傳統控制方法的變化曲線也用 1 表示, 依據 DE 100 61 563B4 所模擬的調節方法的變化曲線用 2 表示, 以及依據本發明具有電流預控制 25 的方法的變化曲線用 3( 針對工 作點 IL = 26A) 或 4( 針對工作點 IL = 10A) 表示。
     在依據傳統控制方法接通功率 MOSFET 18 后, 圖 2 中無論是柵極電流 IG, 1 還是柵 極 - 源極電壓 UGS 均上升。隨著時間延遲約 1.5μs 這使得功率 MOSFET 18 導通, 從而在圖 3 的上部分中記錄下漏極電流 ID, 1 劇烈上升直到時間點 t1 的最大值 ID, max, 1。由于負載 12 通 過功率 MOSFET 18 的柵 - 漏電容的反作用, 漏極 - 源極電壓 UDS, 1 在圖 3 的下部分中達到也 稱為米勒平臺 UM, 從而 UDS, 1 的電壓平臺。隨后功率 MOSFET 18 完全導通, 1 降到約 0.7V 的相 應 PN 結的導通電壓上。漏極電流 ID, 1 直接在其最大值 ID, max, 1 后降到其確定功率 MOSFET 工 作點 ( 在這種情況下在 26A 處 ) 的穩定飽和值 ID,sat, 在時間點 t1 1。從圖 2 此外可以看出, 上, 柵極 - 源極電壓 UGS 以小量引入, 以便然后上升到穩定的飽和水平。
     如果將傳統控制方法 ( 下標 1) 的曲線與按照 DE 100 61 563 B4( 下標 2) 的調節 方法的曲線相比較, 那么顯而易見的是, 負載或漏極電流 ID = IL 在接通功率 MOSFET 18 時 的時間上的變化曲線直至時間上的延遲幾乎相同。但其中的主要區別在于圖 2 中控制或 柵極電流 IG, 其中該控制或柵極電流 IG, 2 時間上的變化曲線, 2 由于直至達到最大電流 ID, max, 這兩個主要分量分別具有受 2( 圖 3) 的電流調節和隨后的電壓調節而劃分成兩個主要分量, 控制的電流上升和電流下降。可以看出, 控制電流 IG, 所述模 2 的變化曲線基于如下的模擬 : 擬以 DE 100 61 563 B4 中所介紹的方法為基礎。此外在圖 2 和 3 的電壓變化曲線上可以 看出, 漏極 - 源極電壓 UDS 直至達到時間點 t2 上漏極電流 ID, 2 的最大值 ID, max, 2 降到其米勒 平臺 UM, 以便此后非常迅速地下降到其接近零的終值。柵極 - 源極電壓 UGS, 2, 2 相應地上升 直至時間點 t2, 以便在短暫下降后非常迅速地上升到其飽和值。這種特性應視為由于輸入 電容而對 MOSFET 或者 IGBT 是典型的并因此與所使用的控制或調節方法無關, 從而下面對 此不再涉及。
     如果現在將依據現有技術的兩種方法的干擾放射 E1 和 E2 相互進行比較, 那么顯而 易見的是, DE 100 61 563 B4 中所公開的調節方法的模擬導致在約 25-125MHz 的頻率范圍 內明顯更低的數值, 其中, 損耗功率 ( 未示出 ) 幾乎保持在相同的水平上。
     用下標 3 和 4 表示圖 2 和 3 中電流和電壓依據本發明方法在 26A( 下標 3) 和 10A( 下標 4) 工作點處使用電流預控制 25 的情況下時間上的變化曲線。圖 2 示出控制電流 IG, 它們基本上劃分成至少兩個半波 44 和 46, 其中, 3 和 IG, 4 彼此沒有區別。在兩種情況下, 第一半波 44 具有如第二半波 46 大致半個高度的振幅和大致雙倍長的持續時間。兩個半波 44、 46 的變化曲線分別大致相當于一個正的正弦半波。
     如果首先觀察工作點 ID, 那么從圖 3 顯而易見的是, 無論是漏極或負載 sat, 3 = 26A, 電流 ID, 均具有與按照 DE 100 61 563 3 還是功率 MOSFET 18 上降落的漏極 - 源極電壓 UDS, 3, B4 的調節方法的漏極電流 ID, 其中, 在時間點 t3 2 和漏極 - 源極電壓 UDS, 2 非常強的一致性, 上達到最大值 ID, max, 3 和米勒平臺 UM, 3。
     但與依據 DE 100 61 563 B4 調節方法的模擬的區別在于, 功率 MOSFET 18 的接通 現在通過非常簡單的電流預控制 25 這樣進行, 即依據圖 2 的功率 MOSFET18 的柵極 G 大致 直至圖 3 所示負載或漏極電流 ID, 3 最大值 ID, max, 3 的時間點 t3 加載第一半波 44 并從時間點 t3 起加載第二半波 46。從圖 4 可以看出, 干擾放射 E3 幾乎達到與依據 DE 100 61 563 B4 調節方法的干擾放射 E2 同一水平。對 ID,sat, 在相同的電流預控制 25( 參閱圖 2) 4 = 10A 的工作點可以參閱圖 3 和 4, 也就是 IG, 雖然在負載電流 ID, 4 ≡ IG, 3 的情況下, 4 最大值 ID, max, 4 的時間點 t4 上產生略有改變 的米勒平臺 UM, 但干擾放射 E4 此外在降低損耗功率的情況下保持在干擾放射 E3 非常低的 4, 水平上。因此顯而易見的是, 依據本發明的方法面對功率 MOSFET 18 工作點的變化很穩定 的是, 這樣調整電流預控制 25, 使得針對功率 MOSFET 18 的與負載電流 ID 最高飽和值 ( 在 這種情況下也就是飽和值 ID,sat, 當負載電流 ID 大致達到了其最大 3 = 26A) 相應的工作點, 值也就是 ID.max, 第一半波 44 之后則跟隨第二半波 46。 3 ≈ 27A 時,
     電流預控制 25 可以通過簡單的調節 48( 圖 1 中虛線所示 ) 進行底層控制, 以進一 步提高驅動器的溫度穩定性和接通過程的精密性以及降低可能的開關散射。在此方面, 可 以使用未示出的 PI 調節器或者這類調節器。作為調節變量在這種情況下例如可以使用漏 極 - 源極電壓 UDS 或者漏極電流或者負載電流 ID 或 IL。因為專業人員從原理方面公知底層 控制的調節, 所以對此不再贅述。
     最后還需要指出的是, 所示的實施例既不局限于圖 1-4, 也不局限于曲線圖中所示 的值。因此在取決于應用和所使用的功率半導體 16 的情況下, 也可以產生不同的電流和電 壓值。此外, 兩個半波 44 和 46 彼此的所示比例不應視為局限。因此第二半波 46 與第一半 波 44 相比也一定可以具有比所示更高或者更低的振幅和 / 或持續時間。

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